Doppelsteuer- Penthode als Modulator- Joe Sousa- übersetzt von Edi

Aufgrund meines Projekts Leistungsmeßsender habe ich den grundlegenden Artikel über die Verwendung der Penthoden- Doppelsteuerung von Joe Sousa mit seiner freundlichen Genehmigung aus dem Amerikanischen übersetzt.

Die Übersetzung ist an vielen Stellen NICHT WÖRTLICH, das ergäbe oft sinnlosen Kauderwelsch- ich habe Textteile nach bestem Wisssen und Gewissen mit der passenden deutschen Beschreibungsweise abgefaßt.

Wo ich es für nötig hielt, habe ich zusätzliche Erklärungen und Bemerkungen in Klammern eingefügt.
Textteile, die ich für wichtig halte, habe ich von mir aus farbig abgesetzt.
Bildgrößen und Bildanordnungen habe ich für die Web- Darstellung auf meiner Seite angepaßt.

Ich bin kein professioneller Dolmetscher, bei Fehlern oder Unklarheiten bitte ich um Mitteilung.

Olaf Freiberg (Edi) 

Liebe Radiofreunde,

Ich habe einiges von dem, was ich in diesem Forum gelernt habe, in einem neuen Konzept von HI-FI AM-Sendern angewandt. Dieses Konzept basiert auf früheren AM-Senderkonzepten und dem, was ich über Neutralisation gelernt habe.

Ein für mich besonders lehrreicher Thread beschäftigte sich mit dem AM-Modulator im Granco ARC60 FM-zu-AM-Konverter für den Autoeinsatz . Ich habe hier Probleme mit der FM-Modulation und Verzerrungen im Modulationsprozess kennengelernt.

Der Vollständigkeit halber wiederhole ich hier eine Liste von AM-Sender-Threads, die mir bekannt sind:

W. Holtmann, Radiomuseum.org: Ein sehr einfacher Einrohrsender (Dynatron)

F. Akalin, Radiomuseum.org: 1 Watt AM Sender (Halbleiter)

J. Roschy, Radiomuseum.org: Ein kleines Selbstbau-Heimsenderchen mit Dual-Gate FET

Eine Übersicht über AM-Modulatoren/ Sender

L. Loeffel, Radiomuseum.org: Mittelwellen Oszillator-Schaltpläne gesucht

J. Roschy: Röhren- Modulator für Lang- und Mittelwelle ist einer der umfangreichsten AM-Sender-Threads in deutscher Sprache (ich habe ihn mit dem Google-Übersetzer gelesen).

K. Birkner, Radiomuseum.org: Einfachster Diodenmodulator

Joe Sousa, Radiomuseum.org: Der Modulator / Sender des Granco-ARC60 AM

D. Rudolph, Radiomuseum.org: Klirrarmer Oszillator

Ein weiterer relevanter Thread erklärt die Neutralisierung der Kapazität Gitter/ Anode (Miller-Kapazität) bei der Analyse des Grundig 5040W / 3D . Das Thema Neutralisation wurde an verschiedenen Stellen in der 5-teiligen Analyse mit besonders aufschlussreichen Erklärungen und Analysen von Hans Knoll angesprochen . Eine besonders gründliche Analyse der Neutralisation in ZF-Verstärkern lieferte Andreas Steinmetz für den Grundig 5040W / 3D-Thread. (Diesen Thread habe ich mit dem Google-Übersetzer gelesen.)

Der Betrieb von Doppelsteuer- Penthoden ist für dieses Konzept ebenfalls direkt relevant.

Pentoden- Modulator/ Sender- Konzept

Die Hauptmerkmale lassen sich wie folgt zusammenfassen:
-Lineare Klasse-A-Betriebsart für einen Oszillator mit niedrigem Oberwellengehalt
-Klasse-A-Betrieb bedeutet auch, dass die Schwingperiode nicht durch die Klasse-C-Stromimpulse verlängert wird. Die Periode wird (nur) durch L und C bestimmt.
-Störende FM-Modulation durch Miller-Kapazitäten wird durch geeignete Neutralisierung der parasitären Rückkopplungskapazitäten beseitigt.
-Lineare Modulation (Zwei-Quadranten-Multiplikation) für 100% Modulationsgrad ohne Verzerrung ist möglich, Doppelseitenbandmodulation mit unterdrücktem Träger ist somit ebenfalls möglich.
-Keine abgestimmten Schaltkreise beeinflussen die Modulationsbandbreite.
Die Modulation ist nur durch Laufzeit, sowie durch parasitäre Einflüsse und Streuungen begrenzt.
Das interessierende Band ist hier AM, aber möglicherweise könnte die Schaltung auch für die Videomodulation bei VHF verwendet werden.

Beschreibungen der Schaltungs- Bestandteile des Doppelsteuer- Penthoden- Modulators

1. Kathodenfolger-Oszillator mit unverzerrten Sinuswellen am Schwingkreis und im Kathodenstrom.

Kathoden- Oszillator mit Amplitudenregelung

Die Idee dabei ist, die Schwingamplitude im A- Betrieb mit einer Gitterspannung zu steuern, anstatt Gitteranlauf- Steuerung, wie dies normalerweise bei Konstruktionen mit lokalem Oszillator der Klasse C in fast allen Funkgeräten der Fall ist.
(Anmerkung von Joe: Gitteranlaufsteuerung: Erzeugung der Gittervorspannung an einem Widerstand zwischen Masse und G1. Edi)

Die Sinusschwingung am oberen Ende des Schwingkreises ist 6x größer als an der Kathode.
Diese Schwingung am oberen Ende des Schwingkreises wird von der 1N34-Diode gleichgerichtet, um eine Regelgleichspannung für das Steuergitter G1 zu gewinnen.
Diese Vorspannung beeinflusst die Steilheit, um die Schwingamplitude zu steuern.

Die Regelgleichspannung stabilisiert sich an einem Punkt, an dem der lineare Kennlinienteil der Klasse A eine Wechselstrom-Schleifenverstärkung von 1 aufweist.
Der Eingangswiderstand bei Resonanz am Spulenabgriff wurde mit 600 Ω gemessen. An der Kathode  ist eine Sinusschwingung am Spulenabgriff vorhanden, die um das 6-fache zum oberen Ende des Schwingkreises erhöht ist, und dann um das 0,33-fache um C1 und C2 verringert wird.

 Das Spannungsverhältnis  vom Spulenabgriff zum Gitter beträgt 2x. Eine 0,5-fache Dämpfung vom Gitter zur Kathode ist erforderlich, um eine Schleifenverstärkung = 1  zu erzielen.
Die am Steuergitter anliegende Regelgleichspannung stabilisiert sich an einem Punkt, an dem der Kathodenwiderstand ebenfalls 600 Ω beträgt, um die erforderliche 0,5-fache Dämpfung zu erzielen .
Meine letzte Wahl für die Pentode war die 6AS6 .

Die Steilheiten von Anode und Schirmgitter bei Steuerung durch G1 betragen jeweils 4 mA/V bei 150 V am Schirmgitter und an der Anode. Die Gesamtsteilheit (entsprechend einer Triodensteilheit, Edi) beträgt daher 8 mA/V bei 150 V, und der niedrigstmögliche Innenwiderstand an der Kathode beträgt 1 / S = 1/ 8 mA/V = 125 Ω.
Wenn die Vorspannung des Steuergitters G1 auf -3 V abfällt, steigt der Innenwiderstand an der Kathode auf 600 Ω an und die Bedingung für die Schleifenverstärkung = 1 der Regelschleife ist erfüllt.

****************
Erklärung von Joe auf die Frage: "Wie wurde der "Innenwiderstand an der Kathode" gemessen? "

"Dies ist leicht zu messen. Betreiben Sie den Schwingkreis bei ausgeschaltetem Gerät mit einem Oszillator mit der Resoananzfrequenz des Schwingkreises über einen variablen Widerstand an. In diesem Fall wäre so etwas wie ein 1-5k Poti ideal. Stellen Sie dann sicher, dass die Oszillatorfrequenz für die Spitzenamplitude am Schwingkreisabgriff eingestellt ist, während Sie den Schwingkreisabgriff und den Oszillatorausgang mit Oszilloskopsonden beobachten. Variieren Sie dann das Test- Poti, bis die Amplitude am Schwingkreis- Abgriff die Hälfte der Amplitude am Generator beträgt. Zu diesem Zeitpunkt hat das Poti bei Resonanz den gleichen Widerstand wie der Schwingkreis. Gemessen wurde das Potis mit 600Ohm mit einem Standard-Ohmmeter.

Es ist leicht zu messen und hat auch eine theoretische Grundlage. Die in die Kathode gesehene Kathode ist 1 / S, S ist Steilheit.
Auf diese Weise wird die Kathodenimpedanz durch die Gleichspannung am Netz gesteuert, die die Steilheit steuert. Eine Möglichkeit zur Messung besteht darin, eine bekannte kleine Sinuswelle an das Gitter anzulegen und die Kathode mit einem angemessenen Widerstandswert wie 1 kOhm zu belasten. Führen Sie dann die Spannungsteilerberechnung vom Netz zur Spannung an der Kathode durch. Die Kathodenimpedanz entspricht dem Eingangswiderstand eines Dämpfers vom Gitter zur Kathode. Vkathode = Vgrid * Rload / (Kathodenwiderstand + Rload).
Berechnen Sie so den Kathodenwiderstand. Rload ist die externe Last, die der interne äquivalente Nebenschlusswiderstand von 600 Ohm des Schwingkreises sein kann.

Sie können die Kathodenimpedanz auch direkt messen, indem Sie die Wechselstromamplitude am Gitter und an der Kathode im Schwingkreis messen und die obige Berechnung verwenden.

Die Spannungsverstärkung vom Gitter zur Kathode beträgt nominal 0,5, da ich den Schwingkreis- Abgriff so gewählt habe, dass er mit der Impedanz / dem Widerstand der internen Kathode übereinstimmt. Die interne Kathodenimpedanz / der Widerstand beträgt 1 / S. Es ist die Steilheit, die sich ändert, um eine Gesamtschleifenverstärkung von 1 für sinusförmige Oszillationzu gewährleisten. Denken Sie daran, dass der Schwingkreis eine Spannungsverstärkung vom Schwingkreis nach oben um das 6-Fache hat. Der C1 / C2-Teiler hat eine Verstärkung von 0,33. Der 0,5-fache Gewinn von Gitter zu Kathode mal 6x mal 0,33 ist also 1."

Bemerkung von mir, Edi:
Joe beschreibt die Messung der Impedanz des Schwingkreises.
Offensichtlich benennt Je die Spannungsänderung bei der Regelung als Widerstandsänderung des "Katodenwiderstands" oder "Innenwiderstands" oder "Innenwiderstand zur Kathode hin gesehen", der jedoch -im nicht geregelten Zustand- einfach die Impedanz des Schwingkreises (=600 Ohm)  ist.
Im geregelten Zustand kann die Spannung über dem Schwingkreis natürlich abfallen, als ob sich der Widerstand des Schwingkreises ändert.

Joe nennt also die Impedanz des Schwingkreises zwischen Katode und Masse "Kathodenwiderstand" oder "Innenwiderstand an der Kathode" oder "Innenwiderstand zur Kathode hin gesehen".

Das sind Betrachtungsweisen, die ich so nicht kenne, vielleicht ist dies in den USA so üblich.

Die Schaltung fuktioniert zweifellos- ich halte es jedoch für besser, die Funktion der Regelung anhand meßbarer Wechselspannungen am Schwingkreis und Gleichspannung am Gitter zu betrachten.
****************

Die maximale HF- Amplitude am oberen Ende des Schwingkreises beträgt 3,2 V (= 6,4 Vpp), so dass am Steuergitter G1 ein Gesamthub von 1 V pp in Bezug auf die Kathode verbleibt. Die Abschaltspannung für das Steuergitter G1 bei 150V an Anode und Schirmgitter beträgt ca. -7V.
("Abschaltspannung" meint die Spannung für totale Herunterregelung auf Null, Edi)
Dies bedeutet, dass das Gitter in Klasse A linear mit nur 1 Vp-p bei einer Vorspannung von -3 V arbeitet.

Die ersten Röhrentypen, die ich für diesen Sender ausprobiert habe, waren HF-Regel- Pentoden.
Die Anodenspannung für diese Röhrentypen sollte für die Modulation durch G3 auf einem niedrigen Wert liegen.
Sehen Sie dazu hier den Vergleich der EBF89- Regel- Pentode mit der 6AS6- Doppelsteuer- Pentode.

(Anmerkung: Im Amerikanischen Schrifttum unterscheidet man für Verstärkerröhren die Röhrentypen "Remote" = "Regelröhre", "Semi remote" = "Halbregelröhre", den Begriff gibt es im Deutschen nicht, "cutoff" = "Nicht- Regelröhre" und "Sharp cutoff" = "starke Nicht- Regelröhre", den Begriff gibt es im Deutschen nicht, Erklärung in englisch hier, Edi. )

Der erwartete Vorteil der Verstärkungsregelung des EBF89 ist jedoch nicht eingetreten. Der Grund dafür ist, dass der EBF89 für eine Verstärkungsregelung über 3 Dekaden mit einem Vorspannungsbereich des Steuergitters G1 von 30 V und G2 = 125 V ausgelegt ist. Ein Kompromiss, der für diesen Regelbereich eingegangen wird, besteht darin, dass die Röhrenverstärkung bei niedrigen G1-Vorspannungen nichtlinearer ist als die Verstärkung einer äquivalenten Nichtregel- Pentode wie der 6AS6.
Die 6AS6 ist linearer mit 1 V pp HF und -3 V G1-Vorspannung als die EBF89 bei gleichem Vorspannungspegel. Die EBF89 kann mit 1Vp-p HF bei G1 sehr linear sein, aber mit einem viel negativeren G1-Vorspannungspegel als -20V, womit die Verstärkung für  brauchbare Schwingleistung nur noch gering ist.

Die Induktivitätsabstimmung der angezapften Schwingkreisspule wurde gegenüber der Drehkondensator- Abstimmung gewählt, um die Kapazität des Schwingkreises auf einem Maximum von 300 pF zu halten. Dies stabilisiert den Oszillator gegenüber Änderungen der parasitären Kapazität aufgrund des Aufwärmens und gegenüber dem verstärkten Effekt dieser Kapazitäten, wenn sich die Röhrenverstärkung ändert (Miller-Kapazitätsverstärkung).

2. Bremsgitter-Modulation mit komplementären Modulations-Gegentakt-Ausgängen an Anode- und Schirmgitter

G3- Modulation- Gegentakt- Ausgang

Die HF-Phase am Gitter und an der Anode stimmt überein, aber die relative Amplitude zwischen Anode und Schirmgitter wird durch das Bremsgitter G3 gesteuert.

Die 6AS6- Doppelsteuer-Pentode wurde gewählt, weil sie für die Steuerung der Anoden- und Schirmgitterströme durch die Bremsgitterspannung ausgelegt ist.
Andere Pentoden können zum Arbeiten gebracht werden, jedoch mit unterschiedlichen Betriebsspannungen an der Anode und dem Schirmgitter G2.

Doug Coulter schlug die 6AS6 vor und sie wurde zur idealen Wahl für den Modulatorbetrieb.

Während das Bremsgitter G3 die HF-Amplitude an der Anode und am Schirmgitter steuert, hat es einen vernachlässigbaren Einfluss auf die Amplitude der Schwingung am Steuergitter G1 und an der Kathode.

Der wichtigste Aspekt dieses Modulationsansatzes ist, dass G3 in der Mitte seines linearen Bereichs arbeitet, um eine verzerrungsarme Zwei-Quadranten-Multiplikation des konstanten Wechselstromkathodenstroms zu bewirken, da der Ausgang als Differenz zwischen Anoden- und Schirmgitterstrom angenommen wird. Ein Nullträger- Ausgang tritt auf, wenn die Spannung des Bremsgitters G3 die Anoden- und Schirmgitterströme aufteilt, um den Ausgangstransformator mit gleicher Amplitude anzusteuern. Die Wechselstrom-HF-Phase der Anoden- und Schirmgitterströme ist immer gleich und gleich dem Kathodenstrom. Wenn der Transformator von der Anode und dem Schirmgitter gleichermaßen angesteuert wird, ist die Netto-HF-Ausgabe an der Sekundärwicklung des HF- Gegentakt- Übertragers Null. Auf diese Weise kann der Träger vollständig unterdrückt werden.

Der Trägerunterdrückungs-Vorspannungspegel am Bremsgitter G3 variiert von Röhre zu Röhre, und dieser Pegel kann mittels einer externen Spannungszuführung einstellbar gemacht werden, um diese Differenzen auszugleichen. Die G3-Vorspannung wird am besten positiver eingestellt als der Nullpunkt, an dem die G3-Übertragungsfunktion am linearsten ist. Eine Änderung dieser Vorspannung ändert die Trägeramplitude und damit den Modulationsgrad.

(Die G3-Vorspannung kann auch negativer als der Punkt der Träger- Unterdrückung sein! Edi)

Der 2Vp-p-Ausgang eines CD-Players reicht aus, um eine 100% ige Modulation zu erzielen. Wenn der Nullpunkt für eine bestimmte Röhre bei -6 V liegt, wird G3 für eine 100% ige Modulation auf -5 V vorgespannt. Die HF-Ausgangsspannung könnte jedoch verdoppelt werden, wenn die Vorspannung von G3 auf -4 V verschoben und der Modulationseingang auf 4 Vp-p erhöht würde.

Moderne AM-Rundfunkgeräte kommen mit einer hohen Modulation von nahezu 100% gut zurecht, aber die Geräte aus der Vorkriegszeit wurden für niedrigere Modulationspegel entwickelt. 50% Modulation klingt bei meinen Rückkopplungs- Audion- Geräten mit Gittergleichrichtung gut.

Vielleicht wurde einem hochleistungsfähigen anodenmodulierten Klasse-C-Sender eine feste Träger-HF (zu den Seitenbändern, Edi) hinzugefügt, mit der alte Röhrensender eine 100% -ige Anodenmodulation ohne Verzerrung erzielen konnten. Alle historischen Informationen hierzu wären willkommen.

Eine Möglichkeit, sich die Zwei-Quadranten-Multiplikation von G3 x G1 vorzustellen, die auf komplementäre Weise am Schirmgitter G2 und der Anodee ausgegeben wird, besteht darin, sich G3 als einen Eingang für ein Differenzpaar mit den komplementären Ausgängen am Schirmgitter G2 und der Anode vorzustellen.
Der Schwanzstrom (Gesamtstrom ? Edi)  wird von der Kathode unter der Steuerung des Steuergitters G1 bereitgestellt.
Die Summe der Anoden- und Schirmgitterströme ist sehr unabhängig von der Spannung an G3;
Die Summe der Anoden- und Schirmgitterströme hängt (hauptsächlich, Edi) vom Steuergitter G1 ab, das der andere Eingang für diesen Zwei-Quadranten-Multiplikator ist.
Das Audio-Modulationssignal erscheint als Differenzialkomponente an der Anode und am Schirmgitter, während die Trägerschwingung an der Kathode als Gleichtaktkomponente erscheint.
Das modulierte Signal (an der Sekundärseite des HF- Übertragers, Edi) ist die Differenzialkomponente des Produkts beider Signale.


Vergleich Doppelsteuerpenthode zu 3 x Trioden- Balancemodulator

3. Frequenzstabilität.

Neutralisationseinstellung

Die Frequenzstabilität wird durch mindestens drei unterschiedliche Probleme beeinfluß.
Eins davon sind Rückwirkungen von der Anode durch Induktivitäten und Kapazitäten an der Lastseite
Ein weiteres Problem ist die Frequenzabhängigkeit der Modulation vom Audiosignal. Dies bewirkt eine unerwünschte FM-Modulation.
Ein weiteres Problem ist die allgemeine Frequenzstabilität in Abhängigkeit von Röhrenalterung, Versorgungsspannung und Temperatur.

Die Unempfindlichkeit gegenüber der Ausgangsbelastung wurde durch die hohe feste Kapazität von 1500 pF erreicht, die der  Oszillator- Schwingspule parallel am Steuergitter liegt. Ein weiterer Punkt für die Unempfindlichkeit ergibt sich aus der Zuweisung der Oszillatorfunktion nur zum Gitter und zur Kathode. Die Anode und das Schirmgitter sind nicht direkt in den Oszillatorbetrieb involviert.

Die unerwünschte  Frequenzmodulation durch Audiomodulationssignale kann durch vorsichtige Neutralisierung der Miller-Kapazität von G2 nach G1 und Anode nach G1verringert werden, um die unerwünschte FM-Modulation zu minimieren oder zu eliminieren.
Dies ist ein Schlüsselproblem bei Einröhrensendern, wie Jacob Roschy aus direkter Erfahrung feststellte; siehe Granco AM-Modulator .

Dieser Abgleich wird hier nur als Vorschlag vorgestellt, da das Übersetzungsverhältnis des Transformators eine vernachlässigbare 100-Hz-Stör-FM-Modulation ergab. Als ich diese Neutralisationseinstellung mit 1pF von der Anode zum Steuergitter ausprobierte, fiel die FM-Modulation für einen G3-Hub von 0V auf -10V auf 30Hz. Die FM- Unempfindlichkeit ohne Neutralisation war eher zufällig, da sie vom Layout  (Schaltungskapazitäten, Lage und Eigenschaften der Komponenten, Edi) abhängt. Ich habe in meiner endgültigen Konstruktion keine Neutralisationseinstellung, weil sie nicht benötigt wurde. Beachten Sie, dass der 10k-Einstellregler die 10k-Ausgangslast ersetzt.
Es ist sinnvoll, dass die benötigte Neutralisationskapazität von der Anode zu G1 geschaltet wird, da die parasitäre Kapazität von G2 zu G1 größer ist als die parasitäre Kapazität von der Anode zu G1.

Der Ausgangslastwiderstand von 10 K (An der HF- Übertrager- Sekundärseite, Edi) begrenzt die Ausgangsamplitude auf etwa 1 Vp-p, wenn das Bremsgitter G3 zwischen 0 V und dem  Trägerunterdrückungspegel vorgespannt ist. Diese relativ bescheidene Ausgangsschwankung trägt (zusätzlich, Edi) dazu bei, die Frequenz unempfindlich gegen Antennenbelastung und Audiomodulation zu halten.

Das letzte Problem der Frequenzstabilität ist die Langzeit- Unempfindlichkeit gegenüber (Schwankungen von, Edi) Temperatur, Röhrenverstärkung und Versorgungsspannung. Die große feste Kapazität, die dem Gitter zur Verfügung gestellt wird, hilft auch hier, aber der Schlüsselaspekt des Entwurfs, der die Unempfindlichkeit gegenüber diesen Umgebungsparametern sicherstellt, ist die AGC-Regelung der Oszillatorschleifenverstärkung der Klasse A von 1. Diese Regelschleife mit hoher Verstärkung erzwingt den Kathodenwiderstand auf 600Ω wie oben beschrieben. Dies bedeutet, dass die Röhre mit der Zeit an Verstärkung verlieren oder die Versorgungsspannung variieren oder sich die Röhre mit der Zeit langsam erwärmen kann, ihre Verstärkung jedoch durch die AGC-Schleife festgelegt bleibt. Diese Umgebungseingaben führen einfach zu einer Variation des AGC-Vorspannungspegels und der gesamten HF-Ausgabe. Wenn die Röhre mit einer festen Verstärkung betrieben wird, werden Miller-Verstärkungsschwankungen vermieden, da die Miller-Verstärkung jetzt durch die AGC-Schleife festgelegt wird.

Die Verstärkung der Verstärkungsregel-Schleife in diesem Oszillator ist eine direkte Funktion der Linearität der Wechselstrom-Verstärkung. Mit anderen Worten, mit einer idealen linearen Wechselstrom-Schleifenverstärkung ist die Schleifenverstärkung unendlich. Dies ist eine direkte Folge der Forderung nach einer stabilen Schwingungsamplitude, bei der die Schleifenverstärkung des linearen Systems genau eins ist.
Selbst ein kleiner Betrag an Nichtlinearität verringert diese Regelschleifenverstärkung erheblich, da es jetzt möglich ist, dass Teile der Schwingung mit einer Schleifenverstärkung von mehr als 1 arbeiten, während der Rest der Schwingung mit einer Verstärkung von weniger als 1 arbeitet.

Diese Echtzeitvariation der Verstärkung, mit der die Ursache der Verzerrung beschrieben wird, ändert die Frequenz. Unter diesen Bedingungen führt eine Änderung der Temperatur, der Versorgungsspannung oder der Röhrenverstärkung zusätzlich zu der Änderung der Amplitude auch zu einer Änderung der Frequenz. (Dieses Problem wurde einmal von Dr. Bernard (Barney) Oliver von HP im ursprünglichen Gründungsprodukt von HP, dem Sinuswellen-RC-Oszillator mit Brücke in Wien, gefunden.
Es wurde festgestellt, dass die Oszillatoren zu linear waren und einen Klirrfaktor weit runter aufwiesen 0,01%, die Glühbirnen-Stabilisierungs-Regelschleife (Glühbirnen als Kaltleiter sind eine übliche Stabilisierungsmaßnahme bei Wien- Brücken- Oszillatoren, Edi)  würde durch die (daraus resultierendeEdi ) übermäßige Schleifenverstärkung instabil werden.
Das Erhöhen dedes Klirrfaktors auf 0,01% war ausreichend für die Regelschleifenstabilität.
Dies erfuhr ich zum ersten Mal in einem spannenden Vortrag von einem analogen Guru und einem Wissenschaftler von Linear Technology, Jim Williams. Oliver veröffentlichte eine offizielle Abhandlung zu diesem Thema.)

Ein Vorteil des von Prof. Dietmar Rudolph veröffentlichten Modulators mit Oszillator mit extrem geringen Klirrfaktor besteht darin, dass die Echtzeitvariation der AC-Schleifenverstärkung durch die sorgfältige Auswahl eines Widerstandes zur Verstärkungseinstellung gering gehalten wird. Die Echtzeitstabilisierung der Oszillationsamplitude dieser Schleife hängt immer noch von einem notwendigen Verzerrungspegel ab, da es keinen anderen Weg gibt, die Schleifenverstärkung mit einem Vorspannungspegel zu ändern. Ein herkömmlicher Oszillator der Klasse C erhält seine gesamte Amplitudenregelung auch durch sehr wilde Echtzeitschwankungen der AC-Schleifenverstärkung, aber die Verwendung eines abgestimmten Schaltkreises mit hoher Güte mit weniger als 1% Verlust pro Zyklus (Q = 100) erreicht immer noch ausreichende Stabilität trotz der wilden Änderungen des Echtzeitgewinns, da die Röhre die meiste Zeit in Klasse C gesperrt ist und die Periode durch L und C definiert ist.

Der fertig konstruierte Sender



Die Stromversorgung basiert auf einem primären 120-V-Wechselstromnetztransformator mit zwei 6,3-V- Sekundärwicklungen (Signaltransformator DPC-12-2000). Der ursprüngliche Zweck der dualen Primärkonfiguration war der Betrieb der 6,3-VAC-Sekundärgeräte mit einer 120-VAC- oder 240-VAC-Netzspannung. Meine örtliche Stromversorgung beträgt 120 V Wechselstrom, so dass eine Ersatzwicklung für die Anodenspannung übrig bleibt. Die insgesamt verfügbare Leistung bei Verwendung von nur einer der 120-VAC-Wicklungen als Primärwicklung anstelle der beiden parallelen Wicklungen verringert die maximal verfügbare Leistung aufgrund höherer Ohmscher Verluste. Die für diese Schaltung erforderliche Gesamtleistung ist jedoch viel geringer als die des Transformators, so daß ich einen 5,1-Ohm-Widerstand einbauen musste, um die leicht belastete Sekundärwicklung zu entlasten und 6,3 V Wechselstrom bei 150 mA an die 6AS6 zu liefern.
R8, R9, C19, C10 beseitigten Brummeinstreuungen und Kathoden-HF-Leckströme. Ich habe die Reservewicklung mit 6,3 V Wechselstrom verwendet, um die variable Vorspannung des Bremsgitters G3 von 0 bis -10 V zu erzeugen, aber möglicherweise wurde stattdessen die Heizungswicklung verwendet.
Ich habe in allen meinen Konstruktionen immer eine Sicherung mit entsprechender Größe. Diese 64-mA-Sicherung ist nur geringfügig höher als der 50-mA-Stromverbrauch des Senders.

Der Sender mit Netzteil wurde in eine Campbell's- Tomatensuppendose eingebaut. Das Papieretikett ist eine Originalausgabe von 2010 und keine Kunstreproduktion von 1968.



Ich habe den Dosendeckel mit einem Dosenöffner seitlich so geöffnet, daß der Deckel wiederverschließbar istt.

Ich aß die Suppe, bevor ich fortfuhr.
(Ja, das war eine praktische Entscheidung, die den Teile- Einbau wesentlich erleichtert.
Leider hat Joe keine Angaben zum Geschmack und Nährwert gemacht... :-) 
Edi)

Vier 4-40 Schrauben schließen den Deckel.
Der Stellknopf auf der rechten Seite stellt die Vorspannung am Bremsgitter G3 ein, um die Ausgangsträgeramplitude zu steuern. Eine kleine rote 12-V-Glühbirne direkt über dem Knopf dient als Knopfmarkierung und zeigt an, dass der Sender "ON THE AIR" ist.
Die Standard-Mini-Telefonbuchse rechts ist die Verbindung zu einem CD- oder MP3-Player. Für die kleinsten MP3-Player wird eine Sub-Mini-Buchse benötigt, und Cinch- oder DIN-Stecker eignen sich am besten zum Anschließen von Heimstereogeräten.
Der Netzschalter befindet sich direkt über dem weißen Netzkabel.
Die abnehmbare 3-Fuß-Stabantenne wird links mit Cinch-Buchsen gehalten. Die obere Buchse liefert die modulierte HF, und die untere Buchse ist nur eine Halterung.

Die lange Stellschraube neben der Röhre bewegt den Ferritkern in der Oszillatorspule, um die Betriebsfrequenz einzustellen. Die Spule wurde in ein Loch montiert, das dort gebohrt wurde, wo dieb Aufzieh-Lasche der Dose ursprünglich angebracht war.

 
Li.: Anoden/ Schirmgitter- Gegentakt- Übertrager
Re.: Schrauben für die Befetigung des Übertragers.

Die HF-Seite des Senders ist vollständig auf dem Deckel montiert, während das Netzteil am Boden der Dose montiert ist, wobei die einzelnen Kappen, Dioden und Widerstände direkt auf den Transformatoranschlüssen montiert sind.

Beachten Sie den handgewickelten HF-Ausgangstransformator, dessen Litze bis zur Cinch-Ausgangsbuchse reicht. Der Aufbau dieses Transformators ist nicht sehr kritisch.

Während der Entwicklung habe ich einen ringförmigen 1: 1-Transformator verwendet, der normalerweise als Netzfilter in einem PC-Netzteil verwendet wird. Sie können auch einen solchen verwenden, wenn Sie eine zusätzliche Wicklung für die Auskopplung hinzufügen und auf der Primärseiter die Anzahl der Windungen für die Anodenseite  verdoppeln.



Die Oszillatorspule im Vordergrund war ursprünglich eine Standardspule mit einer einzelnen Wicklung. Ich habe die Lackdrahtschicht über die ursprüngliche Spule für die untere Hälfte der abgegriffenen Spule gelegt. Die Spulenanschlüsse sind mit steifen Drähten aus Büroklammern an die Röhrenfassungs- Anschlüsse angeschlossen, um Frequenzdrift zu vermeiden, die durch Wackeln der Abstimmspule verursacht werden würde.

Die Dose ist mit der Schaltungsmasse verbunden und verfügt über einen 1500pF-Kondensator, mit der die Dose an die Erdungsklemme des Netzsteckers angeschlossen werden kann. Die Dose musste geerdet werden, um Brummen zu vermeiden.

Die Wahl der Antenne richtet sich nach der Art des AM-Radios, welches das Signal empfängt. Funkgeräte mit Rahmenantennen funktionieren gut mit einer Schleifenantenne, wie unten gezeigt, während Funkgeräte mit externen Drahtantennen besser mit dem unten gezeigten elektrischen Ferritstab funktionieren. Diese Auswahlmöglichkeiten werden in einer Nachuntersuchung von mehreren AM-Sendeantennen weiter ausgeführt . Jacob Roshys Beitrag zu AM- und MW- Heimsendern befasst sich auch mit der Wahl der Antenne.

Die resultierende Güte Q bei 10kΩ / 400Ω @ 720kHz = 25 für diese 89uH-Schleife hat einen vernachlässigbaren Effekt auf die übertragene Bandbreite 720kHz / 25 = 28kHz, was eine  Audiobandbreite von 15kHz ermöglicht.
10k ist die Lastimpedanz des Senders und 400Ω ist der Ausgangswiderstand bei 720kHz.



Achten Sie bei der Auswahl einer Sendefrequenz auf einen leeren Kanal. Dies ist jedoch nicht so einfach, wie es scheint. Wenn Sie beim Einstellen Ihres Tomatendosen- AM-Senders ein Pfeifen im Radio hören, ist dies ein Zeichen dafür, dass sich auf dem Kanal oder im Nachbarkanal ein schwacher Träger befindet, der erst erkannt werden konnte, wenn der Träger Ihres Senders den schwachen Träger überlagert hat.

Wenn Sie ein Pfeifen hören, stellen Sie den Sender auf eine andere Frequenz. Dies wird auch dazu beitragen, unerwünschte Störungen Ihrer Übertragung auf Radios im Haus Ihres Nachbarn zu gewährleisten. Möglicherweise hört er Ihre Übertragung schwach, jedoch nicht stärker als sein Programm.

Gemessene Ergebnisse

Diese erste Fotoserie zeigt den HF-Ausgang für drei Vorspannungspegel (-9,5 V, -5,9 V, -0,5 V) am Bremsgitter G3. Die Oszilloskopsynchronisation wird aus der unmodulierten Kathodenspannung abgeleitet.
Das tweite Foto zeigt den vollständig unterdrückten 720-kHz-Träger.
Die beiden Scope-Fotos für die Vorspannungs- Pegel auf beiden Seiten des Nullpunkts zeigen die Phasenumkehr, die von der Zwei-Quadranten-Multiplikation zwischen G3 und G1 erwartet wird.
Die ersten drei Oszilloskop- Fotos wurden an Sekundär mit einer Breitbandlast von 10 kΩ aufgenommen.

1


2


3


4

Es ist zu beachten, dass, wenn der Modulationseingang des Bremsgitters G3 so vorgespannt wird, daß ein HF-Träger von Null  vorliegt, eine verbleibende zweite Harmonische vorhanden ist, die mindestens 20 dB unter dem vollen Träger liegt.
Durch Zuschalten einer 10kOhm-Sekundärimpedanz mit einer abgestimmten 89uH-Schleifenantenne wird diese zweite Harmonische so weit reduziert, dass sie nicht mehr festgestellt werden kann, wie auf dem Foto 4 dargestellt.

Modulationsfotos in Echtzeit mit 1-kHz- und 10-kHz-Audiosignalen. Zeitdiagramme und Trapezmodulations-XY-Diagramme zeigen eine hohe Linearität und die Fähigkeit einer unterdrückten Trägermodulation.

5


6


7


8


9

Foto 9 wurde mit allen Oszilloskopreglern mit einer kalibrierten Messung aufgenommen, um die absoluten Pegel darzustellen, die am HF-Ausgang und am Audioeingang gemessen werden.
Die Fotos 5, 6, 7 und 8 zeigen ein 1-kHz-Audiosigna, Foto 8 zeigt ein 10-kHz-Audiosignal.

10


11

Die Totos 10 und 11zeigen die statische Beziehung zwischen den Strömen von Anode und Schirmgitter G2 als Funktion des Bremsgitters G3.

Parameter in Kennlinien
(Diagramminhalte übersetzt)

Frequenzabhängigkeit des Kathoden- Oszillators bei Steuerung an G3
Weniger als +/- 250Hz unerwünschte Frequenzmodulation bei G3- Vorspannungen
von 0 bis -20V

 
6AS6 Einröhren- Sender mit 2:1 Wicklungsverhältnis bei Primär 475µH : 165µH, Sekundär 1,16 mH, Gegentakt- transformiert zum Treiber 5 KOhm.

89µH Magnet-Schleifenantenne und Kondensator 627pF auf Resonanz 674 KHz abgestimmt, um die 2. HArmonische zu ünterdrücken, sowie Träger- Null- Punkt mit respaktablen Abstand  zum Kathodenpotential.

Frequenzen an Kathode und Ausgangsamplitude gemessen mit Tastkopf 10 pF, sowie Effektivwerte berechnet mit TEK7823 Oszilloskop


 
Gegenseitige Abhängigkeit der G1- Regelung und G3- Vorspannung:
G3 hat einen leichten EInfluß auf  G1
Abhängigkeit des Kathodenstrom von der G3- Vorspannung:
G3 hat einen leichten Einfluß auf den Kathodenstrom

Abhängigkeit der Ausgangsspannung von der Betriebsspannung
Abhängigkeit des Träger-  Unterdrückungspunktes von der Betriebsspannung

Freuenzabhängigkeit von der Betriebsspannung

Eignungs- Untersuchung verschiedener Penthoden



Die folgenden Diagramme fassen die Meßergebnisse für 14 Doppelsteuer-Pentoden verschiedener Marken und Typen zusammen, von denen 11 die 6SA6, eine die 6HZ6 und zwei die 6GY6 / 6GX6 waren. Die Pentoden sind von # 25 bis # 38 serialisiert.

Diese Bewertung der Betriebswerte habe ich durchgeführt, weil Felix Schaffhauser Bedenken hinsichtlich parametrischer Schwankungen zwischen Röhren verschiedener Chargen/ Hersteller hatte.

Diese Untersuchung ergab die Anpassung des Windungsverhältnisses des Gegentakt-Ausgangstransformators für Anode und Schirmgitter von 1: 1 auf 2: 1. Der Grund für diese Verschiebung ist, dass es nicht möglich war, die Anoden- und Schirmgitter- Ausgangsleistung aller Röhren mit einem mittigen Abgriff auszugleichen, sondern mit einem Verhältnis von 2: 1, das die Anodenausgangsleistung begünstigt.
Dies verminderte den Schirmgitterhub um 4 und erhöhte den Anodenhub um 4. Dies hatte einen zusätzlichen Effekt auf die Miller-Kapazität, und die störende FM-Modulation wurde von 1 kHz auf 250 Hz verringert, da G3 von 0 V bis zum Erlöschen des Anodenstroms variiert.

Wenn ich die Versorgungsspannung für die Anode erhöht hätte, während ich mit einem 1: 1-Transformator mit Mittenabgriff gearbeitet hätte, hätte ich die Anodenleistung als Alternative zur Verwendung des 2: 1-Primärabgriffs erhöhen müssen.
Eine getrennte Versorgung und HF- Übertrager- Bewicklung für Anode und Schirmgitter ist jedoch unpraktisch.

Abweichungen des Träger- Unterdrückungspunkts  an G3 bei 14 Penthoden, Transformator primär 1:1 mittelangezapft,
Abweichungen des Träger- Unterdrückungspunkts  an G3 bei 14 Penthoden, Transformator primär 1:2 nicht- mittig angezapft., Last Sekundärseite 4,7 KOhm


Abweichungen der Regelspannung an G1 für 14 Penthoden
Die Regelspannung an G1 wenig empfindlich gegen Änderungen der Gegentakt- last an Anode und Schirmgitter.
Abweichungen durch schwankende Betriebsspannung bei 14 Penthoden
Last- Impedanz des Netzteils ca. 3 KOhm

Letzte Gedanken, weitere Gedanken und Danksagungen.

Wenn G3 für einen Null-HF-Trägerausgang eingestellt ist, entspricht der AM- Ton dem "Donald Duck" -Ton, den Sie möglicherweise in den KW-Bändern von SSB-Funkern hören.

Die Einstellung von G3 mit dem Regler erfolgt mühelos nach Gehör, indem zuerst der Träger-Nullpunkt am Regler auf den charakteristischen "Donald Duck" -Sound eingestellt und dann die Vorspannung auf 50% dieser Einstellung verringert wird.
Wenn mehr Modulation gewünscht wird, kann die Vorspannung näher an den Trägernullpunkt herangeführt werden, kurz bevor ein Übersteuern zu hören ist. G3 arbeitet als Steuerung für den Nullträgerausgang und als Modulationssteuerung. Je weiter der Nullpunkt entfernt ist, desto niedriger ist der Modulationsprozentsatz für einen bestimmten Audioeingangspegel.

Der Ausgang kann eine Schleife für den Empfang von Radios mit Rahmenantennen oder einen 1 m -Metallstab für Radios mit Teleskopantennen, die empfindlicher für das elektrische Feld sind, steuern. Der 1 m-Stab und die Rahmenantenne arbeiten gut zusammen, da die Rahmenantenne einen Teil der parasitären Ausgangskapazität ausgleicht.

Die letzten Hörtests klingen absolut süß. (Tolle Beschreibung von Joe, Edi)

Es hat mich dazu gebracht, die Wiedergabequalität einiger meiner AM-Funkgeräte zu überprüfen, die nur eine sehr geringe Höhenwiedergabe aufweisen. Vielleicht werde ich etwas Überkopplungskapazität von der Primär- zur Sekundärseite des letzten ZF-Transformators hinzufügen, um bessere Höhenübertragung zu erreichen, während ich den Regelgleichrichter an die Primärseite schalte, um die Regelung des Trägers beizubehalten.

Zusätzliche Röhrentypen, die ausprobiert werden können, sind Nichtregel- Heptoden wie die 6BY6, Strahlablenk- Modulatorröhren wie die 6ME8-, 6JH8-, 6AR8- und Dreifach- Trioden wie die 6AC10.

Die Strahlablenkröhren (Beam Deflector Tubes) sind ideal für diese Art von Einrröhren-Sendern geeignet.
Der einzige Nachteil ist, dass sie genau so verwendet werden müssen, wie es vorgesehen ist, und der ganze Spaß daran, die Pentoden in nicht vorgesehener Weise zu gebrauchen, entfällt.
Eine viel sinnvollere Verwendung einer Strahlablenkungsröhre wie der 6JH8 wäre Robert Weavers Direktmischempfänger mit einer Röhre (Homodyn- oder Synchrondetektion) oder sein Doppelreflex-Superhet-Empfänger mit einer Röhre .
Eine Liste geeigneter Doppelsteure-Pentoden finden Sie am Ende des Beitrags zu Doppelkontroll-Pentoden .

Strahlgitterröhren (Gate-Beam-Tubes) wie die 6BN6 sind mit Doppelsteuer-Pentoden verwandt, aber aufgrund ihres niedrigen gm1 sind sie in dieser Bauweise nicht als stabile Oszillatoren geeignet.
Die Liste der Doppelsteuer-Pentoden enthält eine Reihe von GE- Verbundröhren (Compactrons) wie den 6AL11, die eine Doppelsteuer-Pentode mit hoher Steilheit und eine Audio-Endpentode enthalten.
Eine leistungsstärkere Version dieses Senders könnte mit einem dieser Verbundröhren gebaut werden, um  mit etwa 1 W zu senden, wobei die Doppelsteuer-Pentode wie in diesem Beitrag beschrieben, geschaltet ist und die Leistungs-Pentode als linearer Klasse-A-Ausgangsverstärker dient.

Ich habe viel durch Experimente mit Professor Pentode gelernt, aber vieles, was ich über Neutralisation und FM-Störmodulation in AM-Sendern weiß, habe ich im RMORG-Forum gelernt.
Ich hatte dieses Konzept für eine Weile im Kopf.
Es war unser eigener Professor Dietmar Rudolph , der die Realisierung dieses Senders auslöste, als wir den Betrieb von Doppelsteuer-Pentoden, wie der 6DT6, diskutierten, die als FM- Detektor in amerikanischen Fernsehgeräten der 1950er und 1960er Jahre verwendet wurden.
Die Entwicklung dieses Senders wurde zunächst per E-Mail mit einer Reihe von sehr unterstützenden Röhrenenthusiasten geteilt. Einer von ihnen war Barrie Gilbert.

Das lodernde Feuer, das Barrie mit seiner Begeisterung unter meinem Hintern entzündete, half auch!

Dieser Sender ist für Sie alle bestimmt.

Kommentare und Ergebnisse ähnlicher Schaltungen oder Ihrer gebauten Version dieser Schaltung sind jederzeit willkommen.
Es wäre toll, etwas über eine leistungsfähigere Version (1 W) dieses Senders, eventuell mit einer der genannten Verbundröhren (Compactrons), zu hören.

Freundliche Grüße,

-Joe

.